这篇技术文献的目标是提供有趣的、描述性的、实际的介绍，帮助读者在功率控制方面成功应用闸流管和双向可控硅，提出指导工作的十条黄金规则。

闸流管

　　闸流管是一种可控制的整流管，由门极向阴极送出微小信号电流即可触发单向电流自阳极流向阴极。

导通

　　让门极相对阴极成正极性，使产生门极电流，闸流管立即导通。当门极电压达到阀值电压VGT，并导致门极电流达到阀值IGT，经过很短时间tgt（称作门极控制导通时间）负载电流从正极流向阴极。假如门极电流由很窄的脉冲构成，比方说1μs，它的峰值应增大，以保证触发。

　　当负载电流达到闸流管的闩锁电流值IL 时，即使断开门极电流，负载电流将维持不变。只要有足够的电流继续流动，闸流管将继续在没有门极电流的条件下导通。这种状态称作闩锁状态。

注意，VGT，IGT 和IL 参数的值都是25℃下的数据。在低温下这些值将增大，所以驱动电路必须提供
足够的电压、电流振幅和持续时间，按可能遇到的、最低的运行温度考虑。

　　 灵敏的门极控制闸流管，如BT150，容易在高温下因阳极至阴极的漏电而导通。假如结温Tj 高于Tjmax将达到一种状态，此时漏电流足以触发灵敏的闸流管门极。闸流管将丧失维持截止状态的能力，没有门极电流触发已处于导通。

　　要避免这种自发导通，可采用下列解决办法中的一种或几种：

1. 确保温度不超过Tjmax。
2. 采用门极灵敏度较低的闸流管，如BT151，或在门极和阴极间串入1kΩ或阻值更小的电阻，降低已有闸流管的灵敏度。
3. 若由于电路要求，不能选用低灵敏度的闸流管，可在截止周期采用较小的门极反向偏流。这措施能增大IL。应用负门极电流时，特别要注意降低门极的功率耗散。

截止（换向）

　　要断开闸流管的电流，需把负载电流降到维持电流IH 之下，并历经必要时间，让所有的载流子撤出结。在直流电路中可用“强迫换向”，而在交流电路中则在导通半周终点实现。（负载电路使负载电流降到零，导致闸流管断开，称作强迫换向。）然后，闸流管将回复至完全截止的状态。

　　假如负载电流不能维持在IH 之下足够长的时间，在阳极和阴极之间电压再度上升之前，闸流管不能回复至完全截止的状态。它可能在没有外部门极电流作用的情况下，回到导通状态。

　　注意，IH 亦在室温下定义，和IL 一样，温度高时其值减小。所以，为保证成功的切换，电路应充许有足够时间，让负载电流降到IH 之下，并考虑可能遇到的最高运行温度。

双向可控硅

　　双向可控硅可看作为“双向闸流管”，因为它能双向导通。对标准的双向可控硅，电流能沿任一方向在主端子 MT1和 MT2间流动，用 MT1和门极端子间的微小信号电流触发。

导通

　　和闸流管不同，双向可控硅可以用门极和 MT1 间的正向或负向电流触发。（V_GT，I_GT 和 I_L 的选择原则和闸流管相同，见规则 1）因而能在四个“象限”触发，如图 4所示。

　　在负载电流过零时，门极用直流或单极脉冲触发，优先采用负的门极电流，理由如下。若运行在 3⁺象限，由于双向可控硅的内部结构，门极离主载流区域较远，导致下列后果：

1. 高 I_GT -> 需要高峰值 I_G。
2. 由 I_G 触发到负载电流开始流动，两者之间迟后时间较长 –> 要求_IG维持较长时间。
3. 低得多的 dI_T/dt 承受能力 —> 若控制负载具有高dI/dt 值（例如白炽灯的冷灯丝），门极可能发生强烈退化。
4. 高 I_L 值（1^-工况亦如此）—>对于很小的负载，若在电源半周起始点导通，可能需要较长时间的I_G，才能让负载电流达到较高的I_L。

　　在标准的 AC 相位控制电路中，如灯具调光器和家用电器转速控制，门极和 MT2 的极性始终不变。这表明，工况总是在 1⁺和3^-象限，这里双向可控硅的切换参数相同。这导致对称的双向可控硅切换，门极此时最灵敏。

　　说明：以 1⁺，1^-，3^- 和 3⁺标志四个触发象限，完全是为了简便，例如用 1⁺取代“MT2⁺，G⁺”等等。这是从双向可控硅的 V/I 特性图导出的代号。正的 MT2相应正电流进入 MT2，相反也是（见图 5）。实际上，工况只能存在 1 和 3 象限中。上标+和-分别表示门极输入或输出电流。

其它导通方式

　　还有一些双向可控硅的导通方式是我们不希望发生的。其中有些不损伤设备，另一些则可能破坏设备。

（a）电子噪声引发门极信号

　　在电子噪声充斥的环境中，若干扰电压超过 V_GT，并有足够的门极电流，就会发生假触发，导致双向可控硅切换。第一条防线是降低临近空间的杂波。门极接线越短越好，并确保门极驱动电路的共用返回线直接连接到 MTI 管脚（对闸流管是阴极）。若门极接线是硬线，可采用螺旋双线，或干脆用屏蔽线，这些必要的措施都是为了降低杂波的吸收。

　　为增加对电子噪声的抵抗力，可在门间串入 1kΩ或更小的电阻，以此降低门极假如已采用高频旁路电容，建议在该电容入电阻，以降低通过门极的电容电流的峰向可控硅门极区域为过电流烧毁的可能。另一解决办法，选用 H 系列的双向可控硅（例如，BT139-600H）。这些是低灵敏度型号，规格10mA min I_GT，专为增强抗干扰能力所设计。

  （b）超过最大切换电压上升率 dV_COM/dt

　　驱动高电抗性的负载时，负载电压和电流的波形间通常发生实质性的相位移动。当负载电流过零时双向可控硅发生切换，由于相位差电压并不为零（见图6）。这时双向可控硅须立即阻断该电压。产生的切换电压上升率若超过允许的 dV_COM/dt，会迫使双向可控硅回复导通状态。因为载流子没有充分的时间自结上撤出。

高 dV_COM/dt承受能力受二个条件影响：

1. dI_COM/dt 为切换时负载电流下降率。dI_COM/dt 高，则 dV_COM/dt承受能力下降。
2. 接面温度 Tj越高，dV_COM/dt承受能力越下降。

　　假如双向可控硅的 dV_COM/dt 的允许值有可能被超过，为避免发生假触发，可在 MT1和 MT2间装置 RC缓冲电路，以此限制电压上升率。通常选用 100Ω的能承受浪涌电流的碳膜电阻，100nF 的电容。另一种选择，采用Hi-Com 双向可控硅。

　　注意，缓冲电路中无论如何不能省略电阻。没有这限流电阻，电容向双向可控硅释放电荷时可能形成高的dI /dt，在不利的切换条件下有破坏性。